|
雙脈沖測試作為功率半導體器件性能評估的主要手段，其試驗參數(shù)的準確性直接影響著測試結果。為了更準確地獲得功率半導體器件的開關特性，以第三代寬禁帶半導體器件 SiC-MOSFET 為測試對象，詳細介紹了雙脈沖測試電路的工作原理，給出了雙脈沖測試中脈沖寬度、脈沖間隔時間及電感電容等器件相關參數(shù)的選定方法。搭建了四開關 Buck-Boost 硬件試驗平臺，根據(jù)所介紹的雙脈沖參數(shù)選擇方法，對 SiCMOSFET 單管和雙管并聯(lián)兩種不同工作模式進行了測試，根據(jù)所獲得的開關損耗數(shù)值，估算了 Buck-Boost變換器的功率損耗。通過不同輸出功率下測試的轉換效率，驗證了雙脈沖測試中參數(shù)設計的準確性。 碳化硅MOS四開關 Buck-Boost DC-DC 變換器 https://mp.weixin.qq.com/s/rIHh8EURUvFqH6wDnzFNdA [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在電力電子變換器設計過程中，高轉換效率是主要目標之一。為了使所設計的變換器能夠達到預期的效率目標，需要在系統(tǒng)設計前期對半導體器件的損耗進行估計，這主要包括開關損耗和導通損耗［1-3］。通常情況下，設計人員會依據(jù)器件廠家提供的數(shù)據(jù)手冊中的開通和關斷曲線進行開關損耗的估計，同時根據(jù)碳化硅金屬氧化物半導體場效應晶體管（SiC-MOSFET）的導通電阻進行導通損耗的估計。然而，數(shù)據(jù)手冊中所提供的數(shù)據(jù)是基于一些特定測試電路得出的，與實際應用電路往往存在較大的差別。由于應用對象的不同以及印刷電路板（PCB）設計風格的差異，實際應用系統(tǒng)中的寄生參數(shù)與廠家提供數(shù)據(jù)時使用的硬件平臺寄生參數(shù)差異較大。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此外，驅動回路中的門極電阻也可能與 SiCMOSFET 制造商測試時所用的門極電阻有所不同，這可能導致 SiC-MOSFET 在實際應用中的動態(tài)特性與手冊上的有所不同。這些因素會導致最終的效率估計不準確，甚至無法滿足最終的目標要求。解決該問題的主要方法是設計一個與實際應用系統(tǒng)相似的硬件拓撲，并在該拓撲結構上加載與實際系統(tǒng)工作時相同的電壓與電流參數(shù)，對所用開關管進行雙脈沖測試，通過分析測試得到的電壓與電流曲線，便可以準確計算出開關管的功率損耗，從而完成變換器的效率估計［4］。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]目前，已有眾多文獻對雙脈沖測試進行了詳細的分析和評估。文獻［5］研究了開通脈寬對功率半導體器件雙脈沖測試的影響，發(fā)現(xiàn)絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）器件和 MOSFET 器件都存在一個合理的開通脈寬范圍，在此范圍內(nèi)器件的開關特性不受開通脈寬的影響。文獻［6-7］分別提出了一種雙脈沖測試方法，并對電感、電容等參數(shù)的取值進行了簡單介紹。文獻［8］闡述了雙脈沖測試中可能會遇到的電壓與電流源沖擊問題及其 避 免 方 法。 文 獻［9］基 于 電 動 汽 車 中 使 用 的IGBT 模塊進行測試，并分析了其關鍵特性�；谝陨涎芯炕A，文獻［10］提出了一種基于樣機平臺的脈沖寬度調(diào)制（PWM）變流器現(xiàn)場雙脈沖測試方法，大大降低了雙脈沖測試中平臺搭建的難度。文獻［11-12］設計了雙脈沖測試電路，針對高壓大功率三電平變流器，提出了一種四管動作的雙脈沖測試方法，拓展了雙脈沖測試的拓撲結構。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]雙脈沖測試平臺中需要設計的參數(shù)較多，不當?shù)膮?shù)選擇會導致開關管損耗評估不準確。現(xiàn)有文獻雖然對拓撲結構、電感、電容等參數(shù)選擇進行了介紹，但沒有針對測試中脈沖寬度和脈沖間隔時間等參數(shù)進行詳細設計，往往依賴于經(jīng)驗值進行測試。特別是在兩次脈沖寬度和間隔時間的設定上，大多數(shù)測試人員均根據(jù)經(jīng)驗直接設置時間值，這嚴重影響了效率估計的準確性。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]針 對 這 一 問 題 ，本 文 搭 建 基 于 雙 SiCMOSFET 并 聯(lián) 的 四 開 關 Buck-Boost DC-DC 變換器硬件拓撲，旨在以效率估計為目標，設計雙脈沖測試平臺，給出脈沖寬度和間隔時間設置的數(shù)學模型，并分別以單管 SiC-MOSFET 和雙管并聯(lián) SiC-MOSFET 為對象進行試驗，獲得不同工作模式下 SiC-MOSFET 的功率損耗，構建開關損耗模型。最終通過測試四開關 Buck-Boost 變換器的轉換效率，驗證所提出的損耗模型和理論方法的準確性。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] 1 ：雙脈沖測試原理 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]實際應用中，開關管通常以互補的半橋電路形式出現(xiàn)在變換器中。因此，在開關管性能測試中以半橋電路為對象，已經(jīng)發(fā)展出了一套完善的開關管開關特性評估方法，即雙脈沖測試。雙脈沖測試電路由母線電容 CBus、被測開關管 QL、陪測開關管 Q H、驅動電路和負載電感 L 組成，如圖 1所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]當 Q H 關斷、QL 開通時，可以觀察 QL 的開通特性，通過分析電壓與電流波形，可以獲得開通損耗。QL 導通后，其導通電流會迅速上升，當 QL 再次關斷時，可以觀察到電壓尖峰大小和電流衰減過程，從而獲得關斷損耗。如果第二次開通 QL，那么陪測開關管 Q H 的體二極管就從導通狀態(tài)切換到截止狀態(tài)，此時可以觀察體二極管的反向恢復特性。根據(jù)實際需求，可以通過調(diào)整開關頻率和占空比將電路調(diào)節(jié)到實際所需的電流條件下，可以通過觀察分析兩個脈沖來 SiC-MOSFET 的開通、關斷特性以及體二極管的導通、反向恢復特性等。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在測試中，向 QL 發(fā)送雙脈沖驅動信號，就可以獲得 QL 在指定電壓 Vset 和電流 Iset 下的開關特性，整個測試過程如圖 2所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在實際的雙脈沖測試中，測試電壓條件是通過設置母排電容的電壓 UBus 來實現(xiàn)的，而測試電流條件是通過合理設置負載電感的電感值 L 和開通脈寬（ton1 及 ton2）來實現(xiàn)的。在 t0 時刻，驅動信號輸出為邏輯高電平，SiC-MOSFET 開始導通，電感電流和開關管導通電流也開始增加。此時，負載電感 L 上的電壓為電容電壓 UBus，電感產(chǎn)生一個線性電流 I。由于 UBus 與 L 為外部參數(shù)，在系統(tǒng)設計之前即可確定，因此第一個脈寬的時間長度可以決定電流 I的大小，其公式如下： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在 t1 時 刻 ，驅 動 器 輸 出 低 電 平 ，SiCMOSFET 第一次關斷，電感 L 上的電流經(jīng)過二極管 續(xù) 流 并 緩 慢 衰 減 。 在 該 過 程 中 觀 察 SiCMOSFET 的關斷情況，可以獲得關斷過程中的尖峰電壓，從而可以評估 PCB 的布局是否合理。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在 t2 時 刻 ，驅 動 器 再 次 輸 出 高 電 平 ，SiCMOSFET 第二次開通。此時續(xù)流二極管產(chǎn)生反向恢復電流，在示波器上觀察尖峰電流，可以獲得被測管的反向恢復損耗情況。該開通過程是雙脈沖測試中的重點關注對象，電流的形態(tài)直接影響換流過程的許多重要指標。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在 t3 時 刻 ，驅 動 器 輸 出 低 電 平 ，SiCMOSFET 第二次關斷。此時電流較大，由于主回路中母線雜散電感的存在，電壓尖峰會產(chǎn)生關斷。實際系統(tǒng)的可靠性評估主要依據(jù)該過程中的電壓與電流參數(shù)。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] 2：雙脈沖測試參數(shù)的設定 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]雙脈沖測試的目的是測試并評估器件在指定電壓和電流條件下的開關特性。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.1 脈寬時間 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]假設第一脈寬寬度為 τ1，被測開關管 QL、儲能電感 L 以及母線電容 CBus 構成回路，負載電流 IL開始上升： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在實際測試電路中，為了保證開關管兩側電壓基本保持不變，在此假設 CBus 足夠大，使得 VBus在測試的一個周期內(nèi)恒等于 Uset。同時，Res ( L ) 和SiC-MOSFET 的 導 通 等 效 R DS 都 很 小 ，可 將 式（2）化簡為式（3）： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在 t0 時刻，由于 L 的等效并聯(lián)電容、陪測開關管內(nèi)反向二極管的反向恢復以及結電容的影響，QL 開通時會產(chǎn)生電流尖峰和振蕩，需要等電流振蕩結束后再關斷 QL，以免 QL 在 t1 時刻關斷造成影響。這是對 τ1時長下限的要求。在大多數(shù)實際測試中，該時長的經(jīng)驗值為 1～2 μs。需要注意的是，過長的 τ1會導致器件產(chǎn)生明顯的升溫，使得測試結果不能反映指定溫度條件下器件的開關特性。這是對 τ1時長上限的要求。對于單管器件，τ1一般不超過 10 μs；對于大功率模塊，τ1一般不超過50 μs。具體參數(shù)設置需根據(jù)測試目標和外置環(huán)境結合式（4）確定。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于兩個脈沖之間的間隔 τ2來說，當 t1 時刻QL 關斷后，需要關注 QL 的 UGS 從開始下降到 UDS振蕩結束的整個過程。這是對 τ2 時長下限的要求，一般要求 τ2只要大于 1～2 μs 即可。另外，在脈沖間隔內(nèi)，IL 應按照式（5）緩慢下降，其中 UF 是陪測開關管 Q H 體二極管的導通壓降。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]但需注意，如果 IL 下降幅度過大，與 I set 相差太大，則無法達到測試目的，也就無法滿足 QL 在t2 時刻開通的要求。這是對 τ2時長上限的要求。該值與 τ1設計過程相似，具體值需要根據(jù)測試對象和電壓、電流目標值進行設計。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對于第二脈沖脈寬 τ3，在 t2時刻 QL 開通，在此過程中需要關注 QL 的 UGS 從開始上升到 IDS 振蕩結束的整個過程。這是對 τ3時長下限的要求，一般 τ3時長只要大于 1～2 μs 即可。另外，在第二脈沖期間，IL 按照式（3）上升，在 t3 時刻達到 IL（t3）。當 IL（t2）與 I set相差不大時，IL（t3）為 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]過高的 IL（t3）會導致關斷電壓尖峰過高，當超過器件耐壓時會導致器件損壞，或者不符合開關管實際應用的環(huán)境，這是對 τ3上限的要求。為此，可以要求 τ3小于 τ1的 0.1~0.2 倍，即 IL（t3）小于 I set的 1.5倍，并且越短越好。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.2 負載電感 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]負載電感的主要限制為：在變換器中，負載電感需要足夠大，遠遠大于主功率換流回路電感，以確保在開關過程中 IL 基本恒定，換流的高頻電流通過主功率換流回路獲得。在雙脈沖測試中，負載電感也需要遠遠大于主功率換流回路的電感，一般取值在幾十微毫到幾百微毫之間。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]一脈寬 τ1 由式（4）確定，當 Uset 和 I set 確定時，L 越大則 τ1越大，L 越小則 τ1越小，L 的取值要滿足 τ1的上下限要求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在 t2 時刻，開通電流 IL（t2），其中 IL（t1）=I set，脈沖間隔 IL 按照式（5）緩慢下降。雙脈沖測試要求 IL（t2）與 I set 相差不大，則在此前提下可由式（7）計算負載電感最小值 L min，其中 Ki 為電流下降率，一般取 0.5%～2.0%。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]為了避免關斷電流過大，要求 IL（t3）小于等于I set的 1.5倍，即： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.3 母線電容 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]測試期間，需保持母線電壓 UBus 恒等于 Uset不變。由于第一脈沖期間直流電源響應速度較慢，IL 由 CBus提供，導致 UBus會有一定程度的下降。為了避免 UBus 下降過多，CBus 需要滿足式（2）所示要 求 ，其 中 Kv 為 允 許 電 壓 下 降 的 比 例 ，一 般 取0.5%～2.0%。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由式（9）可知，負載電感的電感值 L 越大所需的母線電容的電容值 CBus也越大。然而，CBus過大會導致母線電容充放電時間延長，且在測試電路發(fā)生故障時可能產(chǎn)生的后果也更嚴重，故傾向選擇更小的負載電感，以降低對 CBus的要求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.4 參數(shù)設定的方法 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]根據(jù)上述研究，脈寬時間、負載電感與母線電容之間是互相影響、互相制約的。例如，為了縮短 τ1、減小 CBus，選擇的 L 應越小越好，但為了確保 IL（t2）貼近 I set，要求 L 不能過小。故在設計雙脈沖測試參數(shù)時，需要通過仔細計算才能確定各個參數(shù)的取值范圍。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]以下是一種確定這 3種參數(shù)的方法。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]并選取最小值為 L。若 Lτ1，max < Lτ2，min，則返回第三步，減小 τ2的預設值，直到確定 L 為止，若 τ2減小到 τ2，min還未確定 L，則返回第二步增大 τ1，max的預設值。 3試驗驗證 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]3.1 試驗平臺的搭建Buck-Boost 雙向 DC-DC 變換器硬件測試平臺如圖 3 所示，右上角所示的 DC-DC 變換器由兩個 Buck-Boost并聯(lián)而成。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]為了測試 SiC-MOSFET 單管和雙管并聯(lián)的開關損耗，功率板上一個變換器中的開關管由一個 SiC-MOSFET 構成，如圖 3 中標注 3 的橢圓所示，另一變換器中的開關管由兩個 SiC-MOSFET并聯(lián)構成，如圖 3 中標注 4 的橢圓所示。整個控制系統(tǒng)以 TMS320F28335 為核心。圖 3 右下角所示電路為四開關 Buck-Boost 變換器拓撲結構，其兩端完全對稱，通過調(diào)整占空比可實現(xiàn)功率的雙向流動，詳細控制方法見文獻［13］，在此不再贅述。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]3.2 參數(shù)設計與試驗測試 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]通過前述公式，在指定電壓 Uset 為 80 V，指定電流 I set 為 4 A，電流下降率 Ki 為 1.5%，電壓下降比例 Kv 為 1%，負載電感的寄生電阻 Res ( L )為 0.1~0.2 Ω 的條件下，計算出雙脈沖測試參數(shù)應該為：τ1=15 μs，τ 2=4 μs，τ 3=5 μs，L=147 μH，CBus=21 μF。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在已搭建完成的雙脈沖測試硬件試驗平臺的基礎上，進行了單管雙脈沖試驗。SiC-MOSFET單管雙脈沖試驗結果如圖 4所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]經(jīng)過式（4），式（8），式（10）和式（14）的推導計算可知，以 TMS320F28335 為核心的主控板輸出脈沖寬度分別為 12 μs 和 5 μs、間隔時間為 4 μs 的脈沖信號。脈沖信號經(jīng)過信號驅動板后傳遞給主功率板進行雙脈沖測試。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由試驗波形可以看出，在 t0時刻，DSP 發(fā)出第一個脈沖信號，開關管飽和導通，電感電流線性上升；t1時刻，第一個脈沖信號結束，電感電流由上管的二極管續(xù)流，此電流非常小，幾乎檢測不到；t2時刻，第二個脈沖的上升沿到達，被測開關管再次導通，續(xù)流二極管進入反向恢復，反向恢復電流穿過開關管，電流探頭上可以捕捉到這個電流；t3時刻，開關管斷開，由于母線雜散電感的存在，電壓出現(xiàn)尖峰。經(jīng)過計算，脈沖的沖擊約占電壓的 80%，在正常范圍內(nèi)。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]SiC-MOSFET 雙管雙脈沖試驗結果如圖 5所示。主控板輸出的 PWM 信號經(jīng)過信號驅動板后傳遞給主功率板，進行雙管雙脈沖測試。由圖 5可以看出：兩個開關管的電流基本實現(xiàn)重合；隨著脈沖時間的延長，電感電流偏差逐漸減小。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]3.3 損耗計算 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]為了獲得不同工作模式下 SiC-MOSFET 的開關損耗，本文對單管和雙管并聯(lián)模式下 SiC-MOSFET 的開關損耗進行了測試，結果見圖 6。圖 6（a）和圖 6（b）分別為單管 SiC-MOSFET 在開通和關斷情況下的電壓電流波形與開關損耗。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]通過調(diào)節(jié)導通電流并記錄不同電流下所測得的損耗值，采用 Matlab 對其進行擬合，得到開關損耗與導通電流之間的關系，如下所示： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]采用同樣的方法對雙管并聯(lián)模式下的開關管進行損耗測試，所得損耗曲線與單管模式下的損耗曲線相似，相應的開通與關斷損耗曲線如圖 7所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]同時，根據(jù)所選開關管的導通電阻，計算出開關的導通損耗 PCon_Loss = 0.086i2 ds。因此系統(tǒng)總損耗 P Loss可表示為 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]根據(jù)式（16）可得 2 kW 工況下四開關 BuckBoost變換器的傳輸效率如圖 8 所示。由圖 8 可以看出，隨著傳輸功率的增大，系統(tǒng)傳輸效率先增大后降低，最大轉換效率為 98.7%，估計值與實測值相近，表明所設計的雙脈沖試驗參數(shù)可用性較高。微小的效率誤差可能與系統(tǒng)主回路中的寄生電阻以及器件本身的非線性特性有關。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] 4 結語 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]（1）本文介紹了雙脈沖測試在電力電子設備設計中的重要性，重點分析了脈沖間隔時間與兩個脈沖寬度對測試結果的重要性，并給出了脈沖間隔和脈沖寬度設計的數(shù)學模型。同時搭建了基于 SiC-MOSFET 的四開關 Buck-Boost 變換器，別對單管和雙管并聯(lián)的工作模式進行了雙脈沖測試，獲得了其開關損耗模型。通過 2 kW 測試平臺對 Buck-Boost 變換器傳輸效率進行了測試，試驗結果與理論估計曲線吻合較好，驗證了所搭建損耗模型的準確性。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]（2）本文設計的雙脈沖參數(shù)選擇數(shù)學模型可以為后續(xù)開關管性能測試奠定基礎，具有較高的工程應用價值。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] |
