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碳化硅高速電機(jī)控制器設(shè)計(jì)及效能分析 https://mp.weixin.qq.com/s/S5O7MoR5pmt-wkPnh3rchQ [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]以碳化硅(SiC) 器件為代表的寬禁帶半導(dǎo)體器件，對(duì)比以絕緣柵雙極型晶體管(IGBT) 為代表的硅基半導(dǎo) 體功率器件，有開關(guān)損耗低、開關(guān)速度快、器件耐壓高等優(yōu)勢(shì)。尤其是對(duì)于超高速電機(jī)控制器的開發(fā)，降低控制 器損耗和減小電機(jī)相電流諧波成分是關(guān)鍵，故將SiC MOSFET 作為電機(jī)控制的功率半導(dǎo)體元件成為了提升控 制器效率、減小控制器體積、優(yōu)化控制效果的重要方法。此處設(shè)計(jì)了一款 SiC 功率器件構(gòu)成的電機(jī)控制器，通 過 DSP 控制核心驅(qū)動(dòng)高速永磁同步電機(jī)，測(cè)定控制周期與死區(qū)時(shí)間對(duì)諧波成分的影響。然后將其與IGBT 器件 構(gòu)成的控制器進(jìn)行控制效果的對(duì)比。實(shí)驗(yàn)表明采用SiC器件的控制器損耗更低，可以實(shí)現(xiàn)更高的開關(guān)頻率和更 小的死區(qū)時(shí)間，從而能有效降低電機(jī)中的諧波成分，減小溫升，控制效果更優(yōu)。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]引 言 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]近年來隨著新能源汽車等行業(yè)的蓬勃發(fā)展和 “雙減”政策的提出，電力行業(yè)越來越向低損耗、高效率、高密度的方向發(fā)展。同樣隨著新一代半導(dǎo)體材料的發(fā)展，以SiC、氮化鎵為主導(dǎo)的寬禁帶半導(dǎo)體元件應(yīng)用得越來越多。傳統(tǒng)的大功率電機(jī)控制器往往采用硅基IGBT作為其功率半導(dǎo)體元件。但其自身特性使得它存在著拖尾電流大、開關(guān)損耗高等問題，限制了其開關(guān)頻率的提升，并且為了保護(hù)IGBT芯片，一般需要設(shè)定較大的死區(qū)時(shí)間[↓。而SiCMOSFET(后面簡化為SiC)作為寬禁帶半導(dǎo)體元件，由于其更低的開通關(guān)斷時(shí)間，不僅可以大幅降低其死區(qū)時(shí)間，而且能提升電機(jī)控制器的開關(guān)頻率，從而使控制器整體的相電流諧波含量少[2]。配合矢量控制方法，能夠有效優(yōu)化控制器的 控制效果[3]。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對(duì)于超高速電機(jī)的應(yīng)用越來越多，逐漸替代 了可靠性低和體積大的變速器機(jī)構(gòu)。對(duì)于超高速 電機(jī)控制，由于諧波成分多，電機(jī)溫升大的問題也 尤為突出[4]。由于高速電機(jī)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)時(shí)不可避免地會(huì)致使相電感的設(shè)計(jì)值較小，導(dǎo)致其控制過程 中會(huì)產(chǎn)生更多的諧波成分，所以提升控制頻率、抑 制溫升也是高速電機(jī)控制的關(guān)鍵。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處采用SiC 的功率半導(dǎo)體器件，設(shè)計(jì)一款 峰值電流200 A的電機(jī)控制器，完成其控制電路 的設(shè)計(jì)及矢量控制驅(qū)動(dòng)算法的開發(fā)，并將其與硅 基 IGBT 構(gòu)成的控制器進(jìn)行效率對(duì)比和分析。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2 SiC MOSFET 電機(jī)控制器設(shè)計(jì) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對(duì)于IGBT 器件，有著大電流通過能力、較大 的輸入阻抗、高耐壓等級(jí)。但其也有局限性，相較 MOSFET 器件有更慢的開關(guān)速度、更大的開關(guān)損 耗和導(dǎo)通損耗[5。但由表1可知，Si MOSFET 器件 耐壓等級(jí)較低，這限制了其在高電壓電機(jī)控制器 上的應(yīng)用。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對(duì)于SiC 器件，擁有了更大的耐壓、更快的開 關(guān)速度，便成為了理想的功率半導(dǎo)體元件。但由于 SiC 封裝技術(shù)不成熟，其在大電流下的封裝方法 更困難，成本增加，所以此處采用多個(gè)SiC 的并聯(lián) 設(shè)計(jì)，以達(dá)到設(shè)計(jì)需求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.1 器件選型 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]針對(duì)不同廠家有著不同的SiC 產(chǎn)品。此處設(shè) 計(jì)要求中有母線電壓和峰值相電流要求，故采用 IMW120R030M1H。這款SiC 有著-7~23 V 的柵極 耐受電壓范圍，1200V 的源漏極電壓等級(jí)，30mΩ 的導(dǎo)通電阻，由于設(shè)計(jì)要求電流需達(dá)到200 A, 故 采用4管并聯(lián)的方式。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的首要要求就是驅(qū)動(dòng) 電路的可靠性，有足夠的拉灌電流能力，滿足MOSFET的快速開關(guān)，驅(qū)動(dòng)原理圖見圖1。驅(qū)動(dòng)電 路設(shè)計(jì)方面此處采用磁隔離芯片1ED3124MU12H,它具有14 A 的拉灌電流能力，足以提供4個(gè)并聯(lián)SiC芯片工作所需的柵極電荷量。驅(qū)動(dòng)電源選擇要根據(jù)SiC芯片的柵極耐壓確定。芯片的導(dǎo)通電阻及導(dǎo)通壓降與柵極電壓與成反比，但過高的柵極電壓也會(huì)影響SiC芯片壽命，故設(shè)計(jì)15V 作為SiC芯片開通電壓。由于SiC的橋臂串?dāng)_現(xiàn)象更嚴(yán)重，相應(yīng)需要進(jìn)行負(fù)壓關(guān)斷設(shè)計(jì)。但SiC自身不耐負(fù)壓，所以選用-3.5V 關(guān)斷，在保證芯片柵極安全的前提下來減小串?dāng)_現(xiàn)象的發(fā)生[6]。由于在更高的開關(guān)頻率下，不可避免地會(huì)在電路中產(chǎn)生更大的du/dt,造成更大的電磁干擾，所以電路的隔離 設(shè)計(jì)也需提出更嚴(yán)苛的要求。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處采用了3層PCB 設(shè)計(jì)，分別為功率級(jí)、驅(qū) 動(dòng)級(jí)、控制級(jí)。在功率級(jí)設(shè)計(jì)銅排與對(duì)應(yīng)的管腳相 連接以物理隔離；在驅(qū)動(dòng)級(jí)設(shè)計(jì)柵極驅(qū)動(dòng)電路，采 用磁隔離芯片來防止高壓傳導(dǎo)；在控制級(jí)設(shè)計(jì)DSP 外圍電路系統(tǒng)，并設(shè)計(jì)光耦隔離芯片保證 DSP 芯 片不受高壓干擾傳導(dǎo)而對(duì)其工作產(chǎn)生影響。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]2.3 驅(qū)動(dòng)算法設(shè)計(jì) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處控制系統(tǒng)采用轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)架構(gòu)與矢 量控制算法結(jié)合空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)方法 實(shí)現(xiàn)對(duì)電機(jī)轉(zhuǎn)速的精準(zhǔn)調(diào)控。并且采用結(jié)合了鎖相 環(huán)的改進(jìn)式滑模觀測(cè)器，從采集的電流上提取轉(zhuǎn)子 位置角度及速度值。轉(zhuǎn)速外環(huán)與電流內(nèi)環(huán)均采用比 例積分(PI) 控制，總體控制系統(tǒng)框圖如圖2所示。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]3 效率分析 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]對(duì)于全橋電機(jī)控制器，其損耗主要在功率器件 的開關(guān)損耗以及導(dǎo)通損耗上。功率器件在單次開關(guān) 損耗的功率為： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]開關(guān)損耗會(huì)隨著控制頻率、母線電壓和電流 的提升而增大。但由于SiC 芯片相對(duì)IGBT 芯片存 在著開通和關(guān)斷時(shí)間的減少，開關(guān)損耗也會(huì)降低。 表2為數(shù)據(jù)手冊(cè)中的數(shù)據(jù)，即為此處對(duì)比的兩種 功率芯片，分別為SiC 功率元件IMW120R030M1H和 IGBT 功率元件FF300R12KS4。其中開關(guān)損耗均 為每脈沖下的損耗值。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] 由表2數(shù)據(jù)可知，相比IGBT 器件，SiC 有更低 開關(guān)損耗和更快開關(guān)速度。功率器件存在一個(gè)正弦 周期導(dǎo)通半個(gè)周期的原因，故導(dǎo)通損耗功率為： [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]因?yàn)?/font>SiC 在導(dǎo)通時(shí)壓降在大電流區(qū)域仍低于 IGBT, 所以導(dǎo)通損耗仍會(huì)降低。而且SiC 應(yīng)用于高 開關(guān)頻率場(chǎng)合，所以SiC 器件總損耗仍低于IGBT。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4 實(shí) 驗(yàn) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.1 SiC電機(jī)控 制 器實(shí) 驗(yàn) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]該實(shí)驗(yàn)所用電機(jī)數(shù)據(jù)如下：相電感為68μH; 相電阻為0.11Ω;最大轉(zhuǎn)速為60000r·min-¹;極對(duì) 數(shù)為4;反電動(dòng)勢(shì)系數(shù)為2.45V ·k ·r ·min-¹。實(shí)驗(yàn)中 作為對(duì)比的IGBT 控制器同表2的數(shù)據(jù)一致，采用 的器件為FF300R12KS4。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]為了避免功率元件的橋臂直通，需要在上、下 管開關(guān)時(shí)加上死區(qū)時(shí)間。但因?yàn)榭刂葡到y(tǒng)從 DSP 芯片傳遞到功率元件上仍需要一定的時(shí)間，所以需 測(cè)得真實(shí)的柵極電壓。根據(jù)測(cè)得的柵極電壓信號(hào)， 得到數(shù)據(jù)以及此處設(shè)定的最短死區(qū)時(shí)間見表3。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由表3并結(jié)合表2的數(shù)據(jù)可知，SiC 存在相當(dāng) 小的開關(guān)時(shí)間，所以采用SiC 可以很大程度地提升 控制頻率，減小死區(qū)時(shí)間。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.2 控制 器 控 制 頻 率 和 死區(qū) 對(duì)比實(shí)驗(yàn) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在實(shí)驗(yàn)時(shí)不加任何輸出濾波器，單純研究兩電 平逆變器下高速電機(jī)電流特性。此處將對(duì)不同控制 頻率和死區(qū)時(shí)間下電機(jī)相電流諧波含量進(jìn)行分析。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]圖3分別為采用 SiC 控制器，在控制周期為 100μs,25μs 下，對(duì)應(yīng)10 kHz,40 kHz 的控制頻率， 加載的電機(jī)外部負(fù)載轉(zhuǎn)矩為0.4N ·m, 采用的死區(qū)時(shí)間為0.5 μs的相電流i 波形。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]在控制頻率提升后，電機(jī)相電流的諧波含量明 顯減少，并且由于諧波成分的降低，同等輸出扭矩 下相電流的有效值也有一定的降低。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]然后分別在同條件下，采用控制周期tp分別為100μs,50μs,33μs,25μs,將相電流波形存儲(chǔ)后進(jìn)行傅里葉變換，可以得到其諧波分量占基波的百分比含量如圖4a所示。由圖4a可見，在控制器頻率提升后，總諧波畸變率(THD)有明顯的降低，顯然提升控制頻率后整個(gè)電機(jī)的控制效果更優(yōu)。可以發(fā)現(xiàn)相比100μs的控制周期，將控制周期縮短至25μs后，THD可以降低54.7%。在0.4N·m的外部負(fù)載條件，40 kHz 的控制頻率下，分別取0.5μs,1μs,1.5μs,2μs的死區(qū)時(shí)間ta,對(duì)相電流進(jìn)行分析可以得到圖4b。由圖4b可知，在控制頻率均為40kHz,死區(qū)時(shí)間由2 μs降低到0.5μs的情況下，控制器的THD可以降低48.7%,尤其是5次諧波有著相當(dāng)明顯地減小。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]SiC元件的采用不僅可以縮短死區(qū)時(shí)間，還可 以提升控制頻率。死區(qū)時(shí)間的縮短和控制頻率的 提升對(duì)相電流正弦度和諧波成分消除有著重要意 義。相比IGBT元件3 μs 死區(qū)時(shí)間及最高20 kHz 控制頻率，SiC 控制器的 THD 可以降低42%。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.3 電機(jī)控制器效率對(duì)比實(shí)驗(yàn) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]此處實(shí)驗(yàn)采用表2中的兩種功率元件。在電 機(jī)轉(zhuǎn)速5000r·min- ¹ 下，分別加以不同的外部轉(zhuǎn) 矩負(fù)載。各測(cè)3組后，通過功率儀得到控制器上損 耗功率值，取平均后可得損耗值P₁ 如圖5所示， 其中To為輸出扭矩。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由于IGBT 相 比SiC 功率元件導(dǎo)通損耗以及 開關(guān)損耗更高，可以發(fā)現(xiàn)SiC 電機(jī)控制器有著更 低的總損耗。在輸出0.6N·m 轉(zhuǎn)矩時(shí)SiC 相較于 IGBT的控制器損耗降低了52%。不難分析在更大 負(fù)載下IGBT的功耗上升會(huì)更快，采用SiC 芯片作 為電機(jī)控制器有著更大的優(yōu)勢(shì)。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]4.4 電機(jī)溫升實(shí)驗(yàn) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]向電機(jī)外部突加0.4N ·m 轉(zhuǎn)矩，測(cè)電機(jī)定子 內(nèi)部溫升，加載總時(shí)長80s 后卸載，測(cè)得3組數(shù) 據(jù)，得兩種控制器平均溫升T 對(duì)比見圖6。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]實(shí)驗(yàn)采用 SiC 控制器在40 kHz 控制頻率，0.5μs 死區(qū)時(shí)間，IGBT控制器在20 kHz 控制頻率 3 μs 死區(qū)時(shí)間。由圖6可知，對(duì)于SiC 功率元件， 由于更低的THD, 所以定子中溫升有明顯的降低。采用SiC 控制器可以非常有效地降低電機(jī)溫升， 在加載實(shí)驗(yàn)中電機(jī)加載工作80s 后的溫升值相比 IGBT控制器有9%的下降。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]5 結(jié) 論 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]由以上實(shí)驗(yàn)可知，由于SiC 元件相比IGBT 元 件有著更快的開關(guān)速度，故其能采用更快的開關(guān) 頻率和更短的死區(qū)時(shí)間。無論是控制頻率的提升 還是死區(qū)時(shí)間的減小都會(huì)大大降低電流中的諧波 成分。尤其由于高速電機(jī)自身電感值小，采用較低 的控制頻率會(huì)有相比普通電機(jī)更大的諧波含量， 所以在高速電機(jī)的控制器設(shè)計(jì)中采用SiC 控制器 更佳，可以有效降低電機(jī)定子溫升。由于SiC 控制 器的損耗更低，在控制器上的功率損耗有較大的 下降，采用SiC 控制器相比IGBT 控制器在控制器 損耗上也有明顯降低。 [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)]了解更多電力電子信息，請(qǐng)關(guān)注公眾號(hào) [color=rgba(0, 0, 0, 0.9)] |
