氮化鎵 (GaN) 技術(shù)由于其出色的開關(guān)特性和不斷提升的品質(zhì),近期逐漸得到了電力轉(zhuǎn)換應(yīng)用的青睞。具有低寄生電容和零反向恢復(fù)的安全GaN可實(shí)現(xiàn)更高的開關(guān)頻率和效率,從而為全新應(yīng)用和拓?fù)溥x項(xiàng)打開了大門。連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM)圖騰柱PFC就是一個(gè)得益于GaN優(yōu)點(diǎn)的拓?fù)。與通常使用的雙升壓無橋PFC拓?fù)湎啾龋珻CM圖騰柱無橋PFC能夠使半導(dǎo)體開關(guān)和升壓電感器的數(shù)量減半,同時(shí)又能將峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉區(qū)域內(nèi)出現(xiàn)電流尖峰的根本原因,并給出了相應(yīng)的解決方案。一個(gè)750W圖騰柱PFC原型機(jī)被構(gòu)造成具有集成柵極驅(qū)動器的安全GaN,并且展示出性能方面的提升。 I. 簡介 當(dāng)按下智能手機(jī)上的一個(gè)按鈕時(shí),這個(gè)手機(jī)會觸發(fā)一個(gè)巨大的通信網(wǎng)絡(luò),并且連接到數(shù)千英里之外的數(shù)據(jù)中心。承載通信數(shù)據(jù)時(shí)的功耗是不可見的,而又大大超過了人們的想象。世界信息通信技術(shù) (ICT) 生態(tài)系統(tǒng)的總體功耗正在接近全球發(fā)電量的10% [1]。單單一個(gè)數(shù)據(jù)中心,比如說位于北卡羅來納州的臉譜公司的數(shù)據(jù)中心,耗電量即達(dá)到40MW。另外還有兩個(gè)位于美國內(nèi)華達(dá)州和中國重慶的200MW數(shù)據(jù)中心正在建設(shè)當(dāng)中。隨著數(shù)據(jù)存儲和通信網(wǎng)絡(luò)的快速增長,持續(xù)運(yùn)行電力系統(tǒng)的效率變得越來越重要。現(xiàn)在比以前任何時(shí)候都需要對效率進(jìn)行空前的改進(jìn)與提升。 幾乎所有ICT生態(tài)系統(tǒng)的能耗都轉(zhuǎn)換自AC。AC輸入首先被整流,然后被升壓至一個(gè)預(yù)穩(wěn)壓電平。下游的DC/DC轉(zhuǎn)換器將電壓轉(zhuǎn)換為一個(gè)隔離式48V或24V電壓,作為電信無線系統(tǒng)的電源,以及存儲器和處理器的內(nèi)核電壓。隨著MOSFET技術(shù)的興起和發(fā)展,電力轉(zhuǎn)換效率在過去三十年間得到大幅提升。自2007年生效以來,Energy Star(能源之星)80 PLUS效率評價(jià)技術(shù)規(guī)范 [2] 將針對AC/DC整流器的效率等級從黃金級增加到更高的白金級,并且不斷提高到鈦金級。然而,由于MOSFET的性能限制,以及與鈦金級效率要求有關(guān)的重大設(shè)計(jì)挑戰(zhàn),效率的改進(jìn)與提升正在變慢。為了達(dá)到96%的鈦金級峰值效率,對于高壓線路來說,功率因數(shù)校正 (PFC) 電路效率的預(yù)算效率應(yīng)該達(dá)到98.5%及以上,對于低壓電路,這個(gè)值應(yīng)該不低于96.4%。發(fā)展前景最好的拓?fù)涫菬o橋PFC電路,它沒有全波AC整流器橋,并因此降低了相關(guān)的傳導(dǎo)損耗。[3] 對于不同無橋PFC的性能評價(jià)進(jìn)行了很好的總結(jié)。這個(gè)性能評價(jià)的前提是,所使用的有源開關(guān)器件為MOSFET或IGBT。大多數(shù)鈦金級AC/DC整流器設(shè)計(jì)使用圖6中所示的拓?fù)?[3],由兩個(gè)電路升壓組成。每個(gè)升壓電路在滿功率下額定運(yùn)行,不過只在一半AC線路周期內(nèi)運(yùn)行,而在另外周期內(nèi)處于空閑狀態(tài)。這樣的話,PFC轉(zhuǎn)換器以材料和功率密度為代價(jià)實(shí)現(xiàn)了一個(gè)比較高的效率值 [4]。通常情況下,由于MOSFET體二極管的緩慢反向恢復(fù),一個(gè)圖騰柱PFC無法在連續(xù)傳導(dǎo)模式 (CCM) 下高效運(yùn)行。然而,它能夠在電壓開關(guān)為零 (ZVS) 的變換模式下實(shí)現(xiàn)出色的效率值。數(shù)篇論文中已經(jīng)提到,PFC效率可以達(dá)到98.5%-99%。對于高功率應(yīng)用來說,多個(gè)圖騰柱升壓電路可以交錯在一起,以提高功率水平,并且減少輸入電流紋波。然而,這個(gè)方法的缺點(diǎn)就是控制復(fù)雜,并且驅(qū)動器和零電流檢測電路的成本較高。此外,因此而增加的功率組件數(shù)量會產(chǎn)生一個(gè)低功率密度設(shè)計(jì)。因此,這個(gè)簡單的圖騰柱電路需要高效運(yùn)行在CCM下,以實(shí)現(xiàn)高功率區(qū)域,并且在輕負(fù)載時(shí)切換至具有ZVS的TM。通過使用這個(gè)方法,可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)高效率和高功率密度。作為一款新興半導(dǎo)體開關(guān),氮化鎵 (GaN) FET正在逐漸走向成熟,并且使此類應(yīng)用成為可能。Transphorm公司已經(jīng)在APEC 2013上展示了一款峰值效率達(dá)到99%的基于GaN的圖騰柱CCM PFC [9]。[10-12] 還介紹了GaN器件出色的開關(guān)特性,以及應(yīng)用優(yōu)勢。為了更好地理解GaN特性,并且進(jìn)一步解決應(yīng)用中存在的顧慮,特別是開關(guān)頻率和交叉電流尖峰問題,這篇文章討論了:II. GaN技術(shù)概述、III. 圖騰柱CCM PFC控制、IV. 實(shí)驗(yàn)和V. 結(jié)論。 II. GaN技術(shù)概述 GaN高電子遷移率晶體管 (HEMT) 首次問世是在2004年。HEMT結(jié)構(gòu)表現(xiàn)出非同尋常的高電子遷移率,這個(gè)值所表示的是一個(gè)AlGaN和GaN異構(gòu)表面附近的二維電子氣 (2DEG)。正因如此,GaN HEMT也被稱為異構(gòu)FET (HFET),或者簡單地稱為FET;綠aN晶體管結(jié)構(gòu)如圖1中所示 [13]。源電極和漏電極穿透AlGaN層的頂部,并且接觸到下面的2DEG。這就在源極和漏極之間形成一個(gè)低阻抗路徑,而也就自然而然地形成了一個(gè)D模式器件。通過將負(fù)電壓施加到柵極上,2DEG的電子被耗盡,晶體管被關(guān)閉。 圖1—D-mode GaN FET結(jié)構(gòu) 圖2—E-mode GaN FET結(jié)構(gòu) 增強(qiáng)模式 (E-mode) GaN晶體管器件使用與D-mode GaN器件一樣的基底工藝,在一個(gè)硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板頂部培養(yǎng)一層薄薄的氮化鋁 (AlN) 絕緣層。然后,高阻性GaN和一個(gè)氮化鋁鎵與GaN的異構(gòu)體被先后放置在AlN上。源電極與2DEG接觸,而漏電極與GaN接觸。對于柵極的進(jìn)一步處理在柵極下形成一個(gè)耗盡層。圖2中給出了這個(gè)基本結(jié)構(gòu)。要接通FET,必須在柵極上施加一個(gè)正電壓。 B.GaN,SiC和Si的物理屬性比較 一個(gè)半導(dǎo)體材料的物理屬性決定了終端器件的最終性能。表1中顯示的是影響器件性能的主要屬性。 表1—GaN、SiC和Si在300 Kelvin時(shí)的材料屬性 [14-18]。 EG是帶隙能量。EG>1.4的半導(dǎo)體通常被稱為寬帶隙材料。EG更大的材料將需要更多的能量來將電子從其鍵位上斷開,以穿越帶隙。它具有更低的泄露電流和更高的溫度穩(wěn)定性。EBR是臨界區(qū)域擊穿電壓,這個(gè)電壓會直接影響到電離和雪崩擊穿電壓電平。VS是飽和速率。峰值電子漂移速率決定了開關(guān)頻率限值。μ是電子遷移率,它與接通電阻成反比。接通電阻與這個(gè)參數(shù)之間的關(guān)系為 [19]: 與一個(gè)Si器件相比,如圖3的品質(zhì)因數(shù)中所示,碳化硅的接通電阻減少了大約500倍,而對于一個(gè)指定尺寸的半導(dǎo)體來說,GaN的這些值甚至更高。 圖3—硅、碳化硅和氮化鎵理論接通電阻與阻斷電壓能力之間的關(guān)系 [16]。 過去三十年間,硅 (Si) 在功率應(yīng)用中占主導(dǎo)地位。但是,隨著其性能接近了理論限值,性能方面的提升也變得十分有限。作為2個(gè)新興半導(dǎo)體材料,SiC和GaN看起來似乎是針對未來高性能應(yīng)用的極有發(fā)展前途的候選材料。 C.在FET模式和二極管模式中運(yùn)行的GaN器件 D-mode和E-mode GaN FET的輸出特性如圖4中所示 [13]。很明顯,D-mode器件使用起來不太方便,其原因在于,將一個(gè)功率級連接至DC輸入之前,必須在功率器件上施加一個(gè)負(fù)偏置電壓。相反地,E-mode GaN FET,正如MOSFET,通常情況下是關(guān)閉的,并且對于應(yīng)用來說更加友好。然而,常開型GaN器件更加易于生產(chǎn),并且性能要好很多 [20]。對于一個(gè)指定區(qū)域或?qū)娮,D-mode GaN FET的柵極電荷和輸出電容比E-mode GaN FET的少一半。而這在開關(guān)電力轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中具有重大優(yōu)勢。對于高壓GaN器件來說,大多數(shù)供應(yīng)商正在使用圖5中所示的,具有共源共柵LV NMOSFET結(jié)構(gòu)的D-mode GaN。LV NMOS是一種具有低Rds-on和快速反向恢復(fù)體二極管的20V-30V硅材料N溝道MOSFET。當(dāng)把一個(gè)正電壓施加到GaN共源共柵FET的漏極與源極之間時(shí),內(nèi)部MOSFET的Vds在FET關(guān)閉時(shí)開始上升,進(jìn)而在GaN器件的柵極和源極上形成一個(gè)負(fù)電壓,從而使GaN器件關(guān)閉。通常情況下,MOSFET的Vds將保持幾伏特的電壓,這個(gè)電壓足夠使GaN器件保持在關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)施加?xùn)艠O電壓時(shí),MOSFET被接通,這使得MOSFET的柵極與源極短接,隨后,GaN器件被接通。在FET模式下,一個(gè)GaN共源共柵FET與具有擴(kuò)展GaN電壓額定值和附加GaN電阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而,GaN器件決定了輸出電容值,而這個(gè)值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于與之相對應(yīng)的MOSFET的Coss。GaN器件本身沒有體二極管,但是,當(dāng)反向電流被施加到GaN共源共柵FET上時(shí),MOSFET的體二極管首先導(dǎo)電,而這樣實(shí)際上就把體二極管的Vf施加到GaN器件的柵極上,隨后GaN器件被接通。這樣的話,低壓FET的體二極管運(yùn)行為共源共柵開關(guān)“體二極管”。由于LV MOSFET的正向壓降和Qrr比高壓MOSFET要低,所以這樣做還是有其實(shí)際意義的。出色的體二極管運(yùn)行方式是GaN共源共柵FET的其中一個(gè)主要特性和優(yōu)勢。由于對GaN共源共柵FET驅(qū)動的要求與對于傳統(tǒng)MOSFET的要求是一樣的,在應(yīng)用采用方面,MOSFET的直接簡易替換也是GaN共源共柵FET的另外一個(gè)優(yōu)勢。共源共柵方法的缺點(diǎn)在于,集成MOSFET必須在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)切換。GaN共源共柵FET繼承了MOSFET開關(guān)的某些特點(diǎn),其中包括大柵極電荷與反向恢復(fù)。這些特點(diǎn)限制了GaN器件的性能。 圖4—D-mode GaN FET(上圖)和E-mode GaN FET(下圖)的輸出特點(diǎn) [13]。 圖5—GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)。 D.安全GaN FET 為了克服共源共柵結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn),我們在這里介紹一個(gè)全新的安全GaN FET結(jié)構(gòu)(如圖6中所示)。 圖6—安全GaN FET結(jié)構(gòu)。 這個(gè)安全GaN FET集成了一個(gè)常開型GaN器件、一個(gè)LV MOSFET、一個(gè)啟動電路和一個(gè)用于GaN器件的柵極驅(qū)動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)中的功能一樣。它確保常開型GaN器件在Vcc偏置電壓被施加前關(guān)閉。在Vcc被施加,并且柵極驅(qū)動器建立一個(gè)穩(wěn)定的負(fù)偏置電壓后,啟動邏輯電路將MOSFET打開,并在隨后保持接通狀態(tài)。由于GaN器件不具有少數(shù)載子,也就不存在反向恢復(fù),與相對應(yīng)的MOSFET相比,GaN的柵極電容要少10倍,輸出電容要低數(shù)倍。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優(yōu)勢。出色的開關(guān)特性確保了全新的開關(guān)轉(zhuǎn)換器性能等級。還應(yīng)指出的一點(diǎn)是,由于安全GaN FET內(nèi)沒有實(shí)際存在的體二極管,當(dāng)一個(gè)負(fù)電流流經(jīng)GaN FET,并且在漏極和源極上產(chǎn)生出一個(gè)負(fù)電壓時(shí),這個(gè)GaN器件的運(yùn)行方式與二極管一樣。GaN FET在Vds達(dá)到特定的閥值時(shí)開始反向傳導(dǎo),而這個(gè)閥值就是“體二極管”正向壓降。正向壓降可以很高,達(dá)到數(shù)伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運(yùn)行時(shí)的傳導(dǎo)損耗。 III.圖騰柱PFC CCM控制 圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具,可以在硬開關(guān)模式中對安全GaN FET進(jìn)行評估。圖7中所示的是一個(gè)常見的圖騰柱PFC電源電路。Q3和Q4是安全GaN FET;Q1和Q2是AC整流器FET,它在AC線路頻率上開關(guān);而D1和D2是浪涌路徑二極管。當(dāng)AC電壓被輸入,并且Vac1-Vac2處于正周期內(nèi),Q2被接通時(shí),Q4運(yùn)行為一個(gè)有源開關(guān),而Q3運(yùn)行為一個(gè)升壓二極管。為了減少二極管的傳導(dǎo)損耗,Q4在同步整流模式中運(yùn)行。而對于負(fù)AC輸入周期,此電路的運(yùn)行方式一樣,但是具有交流開關(guān)功能。 圖7—有源開關(guān)周期(上圖)和續(xù)流周期(下圖)中,正AC輸入下,圖騰柱PFC的工作方式。 正如在第II部分中描述的那樣,這個(gè)“體二極管”具有一個(gè)很明顯的正壓降。這個(gè)GaN FET應(yīng)該在續(xù)流期間被接通。為了實(shí)現(xiàn)CCM運(yùn)行,在插入特定的死區(qū)時(shí)間的同時(shí),有源FET和續(xù)流FET分別在占空比D和1-D內(nèi)開關(guān)。如圖8中所示,在重負(fù)載下,電感器電流可以全為正,不過在輕負(fù)載情況下,這個(gè)電流可以變?yōu)樨?fù)。 圖8—重負(fù)載(上圖)和輕負(fù)載(下圖)情況下的PFC電感器電流。 特定的負(fù)電流對于軟開關(guān)有所幫助,但是,過高的負(fù)電流會導(dǎo)致較大的循環(huán)功率和低效率。為了實(shí)現(xiàn)最優(yōu)效率,GaN FET的接通和關(guān)閉死區(qū)時(shí)間需要根據(jù)負(fù)載和線路情況進(jìn)行實(shí)時(shí)控制。由于GaN FET輸出電容,Coss,不會隨Vds電壓的波動而大幅變化,從有源FET關(guān)閉到續(xù)流FET接通的死區(qū)時(shí)間Td-on可以計(jì)算為, 在這里,Vo是PFC輸出電壓,而IL-peak是峰值電感器電流。 在CCM模式下,被定義為續(xù)流FET關(guān)閉到有源FET接通的死區(qū)時(shí)間Td-off應(yīng)該盡可能保持在較小的水平。如圖9中所示,當(dāng)接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后,相應(yīng)的PWM隨之被斬波,以避免出現(xiàn)一個(gè)負(fù)電流和循環(huán)功率。這樣的話,GaN FET運(yùn)行為一個(gè)理想二極管,這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE)。 圖9—理想二極管仿真控制。 為了用理想二極管仿真實(shí)現(xiàn)CCM控制,我們選擇的是UCD3138,一款融合數(shù)字控制器。這個(gè)控制器塊的功能如圖10中所示。PFC的電壓環(huán)路和電流環(huán)路分別由固件和硬件CLA執(zhí)行。通過采用將ZCD用作觸發(fā)信號的一個(gè)控制器內(nèi)部逐周期 (CBC) 硬件,可以實(shí)現(xiàn)IDE。 圖10—用于圖騰柱PFC控制的UCD3138。 為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導(dǎo)損耗,如圖7中的Q1和Q2所顯示的那樣,常常用低Rds_on MOSFET替換低速整流器二極管。這些MOSFET和高速GaN FET,Q3和Q4,根據(jù)AC電壓交叉點(diǎn)檢測值,在正負(fù)AC輸入周期之間變換工作狀態(tài)。這個(gè)任務(wù)看似簡單,但是,為了實(shí)現(xiàn)潔凈且平滑的AC交叉電流,應(yīng)該將很多注意事項(xiàng)考慮在內(nèi)。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態(tài)和運(yùn)行十分重要。這個(gè)精度經(jīng)常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響。幾伏特的計(jì)算錯誤會導(dǎo)致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導(dǎo)致的輸入AC短路,必須要有足夠的消隱時(shí)間讓Q1和Q2關(guān)閉,并且應(yīng)該將這個(gè)時(shí)間插入到檢測到的交叉點(diǎn)上。消隱時(shí)間的典型值大約在100μs至200μs之間。由于MOSFET的輸出電容,Coss,很明顯,Q1和Q2上的電壓應(yīng)該在消隱時(shí)間內(nèi)幾乎保持恒定。在互補(bǔ)整流器FET被接通前,PFC保持在之前的運(yùn)行狀態(tài)中,此時(shí),施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零,而有源GaN FET運(yùn)行在幾乎滿占空比狀態(tài)下。在這一點(diǎn)上,接通互補(bǔ)整流器FET,或者在有源開關(guān)和同步開關(guān)之間變換GaN FET的這兩個(gè)功能,會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌,并因此導(dǎo)致一個(gè)較大的電流尖峰。理論上,在理想AC電壓交叉點(diǎn)上同時(shí)改變整流器FET和GaN FET工作狀態(tài)可以避免電流尖峰,并且保持電流環(huán)路的負(fù)反饋,不過,這在實(shí)際環(huán)境中很難實(shí)現(xiàn)。此外,任何由突然狀態(tài)變化所導(dǎo)致的電流尖峰會干擾電流環(huán)路,并且導(dǎo)致一定的電流振鈴級別。[9] 建議在交叉點(diǎn)上使用PFC軟啟動。顧慮在于,AC交叉檢測電路通常具有相位偏移,并且有可能不夠精確。過早或過晚的改變狀態(tài)會導(dǎo)致AC線路短路,或者電流環(huán)路正反饋,這會形成電流尖峰。這篇文章內(nèi)提出的一款全新可靠的控制機(jī)制就是為了確保一個(gè)平滑的狀態(tài)改變。圖11顯示的是狀態(tài)變化的時(shí)序圖。 圖11—PFC狀態(tài)變化時(shí)序圖。 輸入AC線路電壓VAC_L和中間電壓VAC_N被分別感測。得出的兩個(gè)感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測,這實(shí)際上是一個(gè)差分感測機(jī)制。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。VAC_L-VAC_N的符號被用來確定輸入的正周期和負(fù)周期。VAC_L-VAC_N的絕對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值VT_H,以及低壓線路的VT_L進(jìn)行比較,以確定AC電壓是否處于交叉區(qū)域內(nèi)。如果回答是肯定的,整流器FET和升壓開關(guān)均被關(guān)閉,而控制環(huán)路的積分器被暫停。當(dāng)AC電壓增加,并且存在于交叉區(qū)域內(nèi)時(shí),相應(yīng)的整流器FET被緩慢接通。通過插入一個(gè)適當(dāng)?shù)闹禆艠O電阻器,可以限制接通速度。在整流器FET被接通后,一個(gè)短延遲,比如說20μs,在積分器被暫停,并且PWM輸出被再次啟用前被插入。 IV.實(shí)驗(yàn) 為了評估安全GaN FET的性能,并驗(yàn)證CCM圖騰柱PFC控制機(jī)制,一個(gè)運(yùn)行頻率為140kHz的750W PFC電路被設(shè)計(jì)成一個(gè)測試工具。表2中列出了這個(gè)電路的主要組件參數(shù)。 表2—750W PFC電路主要組件參數(shù)。 圖12和圖13顯示的是D-mode GaN FET接通和關(guān)閉波形。Vg4是柵極驅(qū)動器信號,Vds是漏源電壓,而IL是升壓電感器電流。 圖12—GaN FET接通波形。 圖13—GaN FET關(guān)閉波形。 如這些圖中所見,GaN FET在dv/dt的值達(dá)到79V/ns最大值時(shí)的接通時(shí)間為7ns?梢栽陂_關(guān)結(jié)束時(shí)觀察到大約10-20V的振鈴。這個(gè)振鈴由H橋跟蹤泄露電感和H橋輸出高頻陶瓷電容器的諧振所導(dǎo)致。在關(guān)閉時(shí),Vds緩慢上升,過沖電壓大約為20V。dv/dt受到GaN FET輸出電容值的限制。零GaN“體二極管”正向恢復(fù)特性最大限度地減小了電壓過沖幅度。 圖14顯示的是安全GaN FET“體二極管”正向壓降。當(dāng)“體二極管”傳導(dǎo)的電流為2.8A時(shí),可以觀察到大約6.6V的正向壓降。當(dāng)GaN被接通時(shí),根據(jù)器件Rds_on的不同,這個(gè)電壓減少到數(shù)十mV范圍內(nèi)。一個(gè)用DC電流進(jìn)行的單獨(dú)測試顯示出的正向壓降在4.3V至7.3V之間。為了最大限度地減少“體二極管”傳導(dǎo)損耗,有必要使用一個(gè)良好的SyncFET控制機(jī)制。 圖14—GaN FET“體二極管”正向壓降。 圖15—GaN FET反向恢復(fù)測試。 圖15中給出了ST生產(chǎn)的Turbo-2二極管STTH8R06D,Cree生產(chǎn)的SiC二極管C3D04060E,與TI生產(chǎn)的試驗(yàn)安全GaN之間的反向恢復(fù)比較數(shù)據(jù)。 ST生產(chǎn)的Turbo二極管性能出色,并且在大約10年前,SiC上市時(shí),一直在PFC應(yīng)用領(lǐng)域占主導(dǎo)地位。ST Turbo二極管關(guān)閉緩慢,但是反向恢復(fù)十分明顯,而SiC二極管具有零反向恢復(fù)。無法避免的電路和器件端子泄露是導(dǎo)致所觀察到的振鈴的主要原因。TI的試驗(yàn)GaN FET也表現(xiàn)出零反向恢復(fù)。由于較大的Coss,與SiC的結(jié)電容相比,觀察到一個(gè)更大的振鈴,但是頻率較低。振鈴是零反向恢復(fù)的一個(gè)附帶的振鈴特性。 圖16顯示的是由不適當(dāng)狀態(tài)變化和控制導(dǎo)致的AC電流尖峰和振鈴。在圖16上標(biāo)出了導(dǎo)致每個(gè)尖峰和振鈴的根本原因。圖17顯示的是使用本文中所提出的控制方法后潔凈且平滑電流波形。 圖16—230 VAC輸入時(shí)的交叉波形,此時(shí)Q2硬開關(guān)接通,具有3.8V的VT_H,并且積分器在消隱時(shí)間內(nèi)運(yùn)行。 圖17—230 VAC輸入時(shí)的交叉波形,此時(shí)Q2軟開關(guān)接通,具有7.6V的VT_H,并且積分器在消隱時(shí)間內(nèi)暫停。 圖18和圖19顯示的是450W低壓線路和750W高壓線路上的AC電流波形?梢栽诘蛪壕路上實(shí)現(xiàn)0.999功率因數(shù)和3.3%的THD,以及0.995功率因數(shù)和4.0% THD。圖20顯示的是PFC效率曲線。峰值效率在230 VAC輸入時(shí)達(dá)到98.53%,在115VAC輸入時(shí)達(dá)到97.1%。可在輕負(fù)載區(qū)域內(nèi)觀察到由部分ZVS所導(dǎo)致的低壓線路效率尖峰,此時(shí),PFC運(yùn)行在CCM和DCM邊界附近。 圖18—115V輸入和450W負(fù)載時(shí)的AC電壓和電流波形。 圖19--230V輸入和750W負(fù)載時(shí)的AC電壓和電流波形。 圖20—圖騰柱PFC效率。 圖21—750W圖騰柱PFC原型機(jī)。 V.結(jié)論 GaN FET表現(xiàn)出出色的開關(guān)特性。用8mm x 8mm QFN GaN FET將PFC的功率推高到750W,并且用早期的試驗(yàn)GaN樣片使高壓線路輸入時(shí)的效率達(dá)到98.53%,低壓線路輸入時(shí)的效率達(dá)到97.1%,這一切從正面反映出GaN FET的潛力。借助安全GaN FET結(jié)構(gòu),F(xiàn)ET具有零“體二極管”反向恢復(fù),這使其成為圖騰柱或半橋硬開關(guān)應(yīng)用的理想選擇。這些器件在高很多的頻率下運(yùn)行,而又不受反向恢復(fù)損耗和明顯柵極損耗的影響。它在效率和物理尺寸方面代表了開關(guān)轉(zhuǎn)換器性能的全新發(fā)展水平。為了盡可能地降低“體二極管”傳導(dǎo)損耗,一個(gè)高精度和可靠死區(qū)時(shí)間與IDE控制機(jī)制是必須的。一個(gè)好的控制器將在確保安全GaN FET應(yīng)用取得成功方面發(fā)揮重大作用。 高精度AC電壓交叉檢測是在交叉區(qū)域內(nèi)實(shí)現(xiàn)平滑AC電流的前提。本文分析了電流尖峰和振鈴的根本原因,并給出了一個(gè)解決方案。提出的控制機(jī)制展示了一個(gè)實(shí)現(xiàn)平滑電流變換的可靠方法。 基于GaN的圖騰柱CCM PFC可以在輕負(fù)載時(shí),運(yùn)行在電壓開關(guān)為零 (ZVS) 的TM下,實(shí)現(xiàn)效率優(yōu)化。這個(gè)控制會復(fù)雜得多。我將在另外一篇文章內(nèi)討論CCM和電壓開關(guān)為零 (ZVS) 的TM。 |