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在無線系統(tǒng)中，功放(PA)線性度和效率常是必須權(quán)衡的兩個參數(shù)。工程師都在尋找一種有效而靈活的基于Volterra的自適應(yīng)預(yù)失真技術(shù)，可用于實現(xiàn)寬帶RF功放的高線性度。本文將概述不同數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，介紹一種創(chuàng)新性DPD線性化電路特有的自適應(yīng)算法。 在 無線系統(tǒng)中，功放(PA)線性度和效率常是必須權(quán)衡的兩個參數(shù)。幸運(yùn)的是，基于Volterra的自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真(DPD)線性化電路可以使無線系統(tǒng)中 的射頻PA達(dá)到高線性度高效率。這種自適應(yīng)數(shù)字預(yù)失真方案擴(kuò)展了功放的線性范圍，同時波峰因數(shù)有降低，可以更強(qiáng)力驅(qū)動射頻PA，而且效率更高，同時滿足傳 輸譜效率要求及調(diào)制精度要求。 這種新型數(shù)字前置補(bǔ)償器已經(jīng)集成到了德州儀器公司(www.ti.com)的GC5322型 集成發(fā)射方案中。幾百萬門專用信號處理器(ASSP)采用0.13微米CMOS工藝制造，并且包含了數(shù)字上轉(zhuǎn)換、振幅因數(shù)降低以及數(shù)字預(yù)失真。這種“調(diào)制 不可知”處理器支持30 MHz信號帶寬。對第三代(3G)手機(jī)信號，可以降低峰值功率與平均功率之比(PAR)達(dá)6dB。對正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)，可以改進(jìn)4 dB，同時滿足鄰近信道功率比(ACPR) 和誤差矢量幅值特性。可以修正高達(dá)11階的非線性并達(dá)到200 ns的PA存儲效應(yīng)。對多種射頻PA拓?fù)洌话憧筛纳艫CPR 超過20dB，并且功率效率提高4倍以上，對一般基站，靜態(tài)功率損耗可降低60%之多。這種靈活的基于Volterra的預(yù)處理器可以為多種射頻架構(gòu)、調(diào) 制標(biāo)準(zhǔn)和信號帶寬而優(yōu)化。 像用在3G和其它新興空中接口標(biāo)準(zhǔn)中的非恒定包絡(luò)調(diào)制方案在譜上更高效，但峰均信號比更高，PA的 回退必然更高。這樣就降低了PA效率并增加了基站的冷卻和運(yùn)行成本。功效低一些的射頻PA一般占總基站系統(tǒng)成本的30%，對環(huán)境影響相當(dāng)顯著。隨著向“綠 色”的不斷發(fā)展，能源效率高的技術(shù)與不斷增加的能源成本、以及目前不斷提高的譜效率和及信號帶寬要求，還有正在發(fā)展的標(biāo)準(zhǔn)結(jié)合起來，使功放線性度成為下一 代基站的關(guān)鍵設(shè)計問題。多年來，提出并實施了大量的功放線性化技術(shù)，如射頻前饋、射頻后饋以及RF/IF預(yù)失真和后失真。其中，與傳統(tǒng)模擬/射頻線性化技 術(shù)相比，自適應(yīng)DPD方案已證明效率最高并且最有成本效益。DSP/ASSP計算能力的不斷增加使數(shù)字預(yù)失真成為越發(fā)吸引人的選項。 GC5322 發(fā)射方案將數(shù)字上變換(DUC)、振幅因數(shù)降低(CFR)以及DPD結(jié)合在高度集成的ASSP中，采用德州儀器公司C67x型DSP內(nèi)置軟件提供的實時自 適應(yīng)控制。這種發(fā)射器件可以為多種射頻架構(gòu)優(yōu)化，支持多種空中接口標(biāo)準(zhǔn)，包括CDMA2000、WCDMA、TD-SCDMA、MC-GSM、WiMAX 和長期演進(jìn)(LTE)手機(jī)標(biāo)準(zhǔn)。這種靈活的前置補(bǔ)償器可以與多種功率拓?fù)湟黄鹩行褂�，如A/B類或Doherty放大器，設(shè)計為支持信號帶寬達(dá)30 MHz的通信系統(tǒng)。此文章分為兩篇，集中說明DPD方案的硬件實現(xiàn)。 基于3G CDMA的無線通信系統(tǒng)以及采用像OFDM方法的多載波系統(tǒng)常可以處理高PAR或振幅因數(shù)信號。非恒定包絡(luò)調(diào)制技術(shù)，如這些系統(tǒng)中使用的正交調(diào)幅具有嚴(yán)格 的誤差矢量幅度(EVM)要求。因為有這些要求，所以需要PA為高線性幅度和相位響應(yīng)。PA的線性工作范圍一般有限。PA非線性會引起發(fā)射信號互調(diào)失真， 導(dǎo)致譜?裂和鄰信道功率比(ACPR)的下降。這一問題的一種簡單解決方法是把輸入信號水平回退到PA，這樣得到的信號就完全處于放大器的線性工作區(qū)。遺 憾的是，PA功率效率在較低輸入功率下下降相當(dāng)大，使這種方法比最佳方法要遜色。此外，更加高級有效的放大器拓?fù)?如Doherty PA)甚至在回退功率水平下也出現(xiàn)相當(dāng)大的非線性，導(dǎo)致EVM和ACPR性能變差。 在回退狀態(tài)下工作時，目前使用的傳統(tǒng)AB 類功放的效率在5%～10%之間。但使用了振幅因數(shù)降低和自適應(yīng)DPD技術(shù)后，效率可以提高3～5倍。更新型的PA拓?fù)�，如Doherty放大器，或者甚 至動態(tài)包絡(luò)軌跡與DPD 結(jié)合起來的AB類放大器，以及更新型的器件技術(shù)，如氮化鎵(GaN)或砷化鎵(GaAs)功率晶體管，可以用于獲得接近50%的效率。 當(dāng)前的DPD實現(xiàn)大多數(shù)采用無記憶線性化技術(shù)，其中采用瞬間非線性(預(yù)失真)來補(bǔ)償PA的瞬間非線性行為。無記憶性功率放大器的 特點是其幅度和相位傳輸特性，此特性一般指AM到AM(即增益壓縮)和AM到PM特性。對這種無記憶性功放，可以采用一種通用查詢表(LUT)做前置補(bǔ)償 器增益/相位校正。圖1示意了一種典型Doherty PA的增益壓縮和AM-PM特性。因為PA的增益和相位特性隨溫度、電壓、元件老化而變化，要達(dá)到真正高效和有效的線性化，就需要自適應(yīng)控制查詢表。
對 于PA必須支持更高射頻調(diào)制帶寬的通信系統(tǒng)，無記憶模式證明還不夠，因為它只依賴于幅度，而不是依賴于頻率。必須支持大信號帶寬的PA表現(xiàn)出明顯的記憶效 應(yīng)，這是由于DC偏置網(wǎng)絡(luò)中元件的時間常數(shù)大，以及有源器件的快速熱效應(yīng)。這樣造成PA特性隨早先輸入水平而變，因此需要使用能降低記憶效應(yīng)的預(yù)失真結(jié) 構(gòu)。 任何高效的線性化方案都要求前置補(bǔ)償器有高度精確的模型，如果PA采用直接學(xué)習(xí)自適應(yīng)架構(gòu)，則也要求有高度精確的模型。 文獻(xiàn)中提出了大量具有記憶性的非線性系統(tǒng)模型化技術(shù)，沒有一種方法能是一個普遍的解決方案。因此，模型選擇很難，并且依賴于應(yīng)用。有效的PA模型必須能以 合理的精度表示不同類型的非線性和記憶效應(yīng)。 Volterra數(shù)列是一種更普遍的具有記憶性的時變非線性系統(tǒng)模型。包括多維卷積之和，分立 時間因果形式下可以寫成式1，式A詳細(xì)給出條件，其中多維矩陣h1、h2、… hn為模型化非線性的n階Volterra系數(shù)，Mn為非線性的有限記憶長度。鑒于RF PA考慮到長記憶深度(達(dá)1微秒)和非線性級(達(dá)11級)，上述模型在數(shù)學(xué)上無法處理。必須采用簡化方案以得到實際的前置補(bǔ)償器產(chǎn)品。這些簡化可以分為兩 種基本方法：算術(shù)法和模型簡化法。對第一種，式1中的一般Volterra模型具有許多吸引人的算術(shù)特征，可以用于得到高效實現(xiàn)方案。對于模型簡化法，雖 然需要完整的一般Volterra(或者某些其它一般模型)，如大家所知，RF功率放大器模型一般有大量Volterra項，這些項在實施中沒有意義。這 些項可以丟棄，不會造成線性性能出現(xiàn)可測量的惡化。
現(xiàn)行文獻(xiàn)中給出了大量不同的簡化前置補(bǔ)償系統(tǒng)，都采用式1中的廣義模型。下面列出這些系統(tǒng)中的幾個： 1. 截斷Volterra 文獻(xiàn)中提出了基于直接形式、并行級聯(lián)和矢量代數(shù)和其它截斷Volterra系統(tǒng)。這些算術(shù)簡化方法在線性化方面效率很高，但計算復(fù)雜，并且因為要估算的參數(shù)數(shù)量龐大，常難以實現(xiàn)，使其對實際應(yīng)用不具吸引力。 2. Wiener系統(tǒng) Wiener模型是Volterra模型一種有意義的簡化，包括一個線性濾波器，后接無記憶非線性�？梢圆捎貌樵儽韺Ψ蔷�性進(jìn)行模型化，也可用FIR濾波 器線性對線性濾波器進(jìn)行模型化。Werner系統(tǒng)在模型化大多數(shù)RF功率放大器方面的有效性有限。模型參數(shù)的估算相當(dāng)復(fù)雜，這使其對實時自適應(yīng)沒有吸引 力。 3.Hammerstein系統(tǒng) 此外，Hammerstein模型也是Volterra模型的一種簡化，包含一個無記憶非線性，后跟一個線性濾波器。這是一種簡單的記憶模型，其模型參數(shù) 的計算比Wiener模型要簡單。這種模型對模型化所有不同類型RF功放的有效性有限。 4. Wiener-Hammerstein 將一個線性濾波器、一個無記憶線性與另一個線性濾波器級聯(lián)起來就構(gòu)成了Weiner-Hammerstein模型。這種模型比Weiner或 Hammerstein模型更加一般，包括Volterra數(shù)列許多項，可以更好地進(jìn)行非線性模型化。 5. 記憶多項式 限制(1)中的Volterra數(shù)列，使除了中心對角線上的項以外，各個項都為0，即只有i1=i2=i3…時hn(i1,i2,i3…) != 0，得到如式子B所示的記憶多項式模型，其中M為記憶長度，K為非線性階數(shù)。 已經(jīng)證明這種模型(及其變種)對線性化寬帶功放是有效的，硬件和軟件計算要求也合適。 文獻(xiàn)中也提出了上述模型的不同組合，每一種都有其優(yōu)缺點。商業(yè)上可實施的前置補(bǔ)償器要求能夠擅長處理大量非線性行為，對不同應(yīng)用可能需要不同模型。對于這些模型中的大多數(shù)而言，前置補(bǔ)償器系數(shù)適合采用最小二乘法識別的間接學(xué)習(xí)架構(gòu)。 在GC5322前置補(bǔ)償實施中，為易于實現(xiàn)，采用算術(shù)和模型簡化方法的混合。通過排除不同指數(shù)排列的冗余，式1中的項數(shù)可以顯著降低�？梢约僭O(shè)Volterra系數(shù)對稱，這不會有任何通用性降低。此外，功放的實際輸入信號x(n)可以用其復(fù)數(shù)基帶表達(dá)式x(n) = Re{ejx O nX(n)}形式表示，其中ΩO= 2 π fO，fO為感興趣頻帶的中心頻率。 由于對頻帶有限的系統(tǒng)，只對載波頻率fO附 近的成分感興趣，Volterra數(shù)列寫成復(fù)數(shù)基帶信號形式將大大降低考慮的項數(shù)，有助于指導(dǎo)模型架構(gòu)的選擇。例如，偶數(shù)階互調(diào)項離感興趣頻帶很遠(yuǎn)，這樣 有可能進(jìn)一步丟棄式1中一半的項。模型為旋轉(zhuǎn)不變，這樣可以進(jìn)一步簡化。就是說，PA輸入的相位偏移在輸出端產(chǎn)生完全相同的相位偏移。即，式1就可以簡化 到涉及信號和其幅度平方的乘方的積。此外，PA有因果關(guān)系為大家所了解，假設(shè)PA的線性部分為最低相位(或足夠如此)。這進(jìn)一步限制了Volterra 項。 在大多數(shù)PA中，信號處理是分級進(jìn)行的。利用這一特征，模型可以簡化(特定應(yīng)用需要的項數(shù))成級聯(lián)部分，每一部分匹配到滿足補(bǔ)償各級畸變的要求。 GC5322中實現(xiàn)的DPD分為三個主要部分：線性均衡器、非線性DPD以及反饋非線性補(bǔ)償器和智能捕獲緩沖器。通過將式1中的Volterra數(shù)列限制到只有記憶M1的線性項，線性均衡模塊(式2)模型，得到： Y1(n) = Σi=0:M1 h1(i).x(n-i) (2) 一 個M1攻絲長的發(fā)射均衡器可以說明RF發(fā)射路徑和PA的線性畸變，可以看作是Hammerstein模型的線性時不變的半部。這一均衡器主要補(bǔ)償與PA串 聯(lián)的濾波，如匹配網(wǎng)絡(luò)、多路復(fù)用器以及IF濾波。隨所選的時鐘率不同，GC5322中用的均衡器提供100～200ns的校正時間。這樣在模擬設(shè)計中就有 最大幅度和群延遲限制。發(fā)射器模擬部分2ns的峰-峰群延遲和1dB的峰-峰幅度紋波特性認(rèn)為是在模擬和數(shù)字復(fù)雜性之間合理的均衡。式2的硬件實現(xiàn)同時對 實部和虛部數(shù)據(jù)流提供了一個復(fù)數(shù)FIR濾波器。這樣可以獨立對實部和虛部信號路徑進(jìn)行均衡，并可以補(bǔ)償I/Q增益/相位/延遲的不匹配。 發(fā) 射ASSP的第二部分是非線性DPD。之所以需要它，是因為根據(jù)PA設(shè)計和信號帶寬的不同，PA中的非線性記憶效應(yīng)的范圍可從幾個納秒到高達(dá)1微秒。結(jié)合 到無線系統(tǒng)PA的高階非線性(從AB類放大器的5階到Doherty PA的高達(dá)11階)，選擇合適的非線性前置補(bǔ)償架構(gòu)可能真是一個挑戰(zhàn)。 通過將式1中的Volterra數(shù)列限制到只有帶記憶M2的非線性對角項，丟掉上述偶數(shù)項，對其進(jìn)行簡化，得到如式3的非線性前置補(bǔ)償器模塊。
此前置補(bǔ)償器模塊可以說明PA非線性的主要部分。如果忽略此模塊的記憶性，就可以看作Hammerstein模型的無記憶非線性部分。有了記憶以后，可以用作基于記憶多項式的前置補(bǔ)償器。將各項重新排列，得到式C的關(guān)系。 對各項如此重新整理就將公式簡化到了有限脈沖響應(yīng)(FIR)的形式，就可能以對硬件有效的LUT形式實現(xiàn)|x(n-i)|2多項式。多項式的方次受到自適應(yīng)算法模型精度容差的限制。 對 某些類型的射頻PA，額外的記憶效應(yīng)依賴于信號包絡(luò)線。例如，這些記憶效應(yīng)可以源自多種不同因素，如熱和行為接近功率曲線的函數(shù)的多倍增益的電源瞬變。式 1中Volterra數(shù)列的項涉及到要放大的信號與復(fù)數(shù)信號包絡(luò)的向量積，可以用于構(gòu)成在探索RF PA的記憶效應(yīng)及如何用濾波器改進(jìn)線性方面有用的關(guān)系。 作者：Hardik Gandhi 相關(guān)閱讀 參考文獻(xiàn) 1. R. Sperlich, Y. Park, G. Copeland, and S. Kenney: “Power Amplifier Linearization with Digital Pre- Distortion and Crest Factor Reduction,” Proceedings of the 2004 IEEE Microwave Theory & Techniques Symposium, pp. 669-672. 2. J. Kim and K. Konstantinou, “Digital Predistortion of Wideband Signals Based on Power Amplifier Model with Memory,” Electronic Letters, vol. 37, No. 23, 2001, pp. 1417-1418. 3. T. Panicker and V. Mathews, “Parallel-Cascade Realizations and Approximations of Truncated Volterra Systems,” IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 46, No. 10, 1998, pp. 2829-2832. 4. D. Morgan. Z. Ma, J. Kim, M. Zierdt, and J. Pastalan, “A generalized memory polynomial model for digital predistortion of RF power amplifiers,” IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 54, No. 10, 2006, pp. 3852-3860. 5. A. Jhu and T. Brazil, “An adaptive Volterra predistorter for linearization of RF high power amplifiers,” Proceedings of the 2002 IEEE Microwave Theory & Techniques Symposium, pp. 461-46?. 6. P. Gilabert, G. Montoro, and E. Bertran, “On the Wiener and Hammerstein Models for Power Amplifier Predistortion,” Proceedings of the 2005 IEEE APMC. 7. A. Shah and B. Jalali, “Adaptive equalization for broadband predistortion linearization of optical transmitters,” IEEE Proceedings on Optoelectronics, vol. 152, No. 1, 2005, pp. 16-32. |
