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在A／D和D／A轉(zhuǎn)換器、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)以及各種測量設備中，都需要高精度、高穩(wěn)定性的基準電壓源，并且基準電壓源的精度和穩(wěn)定性決定了整個系統(tǒng)的工作性能。電壓基準源主要有基于正向VBE的電壓基準、基于齊納二極管反向擊穿特性的電壓基準、帶隙電壓基準等多種實現(xiàn)方式，其中帶隙基準電壓源具有低溫度系數(shù)、高電源抑制比、低基準電壓等優(yōu)點，因而得到了廣泛的應用。 本文在基于傳統(tǒng)帶隙電壓基準源原理的基礎上，采用電流反饋、一級溫度補償?shù)燃夹g，同時在電路中加入啟動電路，設計了一個高精度、輸出可調(diào)的帶隙基準電壓源，并在SMIC 0.25μm CMOS工藝條件下對電路進行了模擬和仿真。 1 帶隙基準電壓源工作原理與傳統(tǒng)結(jié)構 帶隙基準電壓源的原理就是利用PN結(jié)電壓的負溫度系數(shù)和不同電流密度下兩個PN結(jié)電壓差的正溫度系數(shù)電壓VT相互補償，使輸出電壓達到很低的溫度漂移。 1.1 帶隙基準電壓源工作原理 圖1為溫度對二極管伏安特性的影響。 可以看出，溫度升高，保持二極管正向電流不變時所需正向偏壓減小，溫度系數(shù)為：-1.9 mV／℃～2.5 mV／℃。 PN結(jié)電流與外加電壓的關系為： 圖2(a)為帶隙電壓基準源的原理示意圖。 結(jié)壓降VBE在室溫下溫度系數(shù)約-2.0 mV／K，而熱電壓VT(VT=k0T／q)，在室溫下的溫度系數(shù)為0.085 mV／K，將VT乘以常數(shù)k并與KBE相加，可得到輸出電壓Vref為： 將式(1)對溫度T進行一次微分，并在室溫下等于0(輸出電壓在室溫下的理論溫度系數(shù)等于0)，解得常數(shù)k，即 1.2 傳統(tǒng)帶隙基準電壓源結(jié)構 圖2(b)是傳統(tǒng)的CMOS帶隙電壓基準源電路，圖中運算放大器的作用是使電路處于深度負反饋狀態(tài)，從而讓運算放大器兩輸入端電壓相等。 在電路穩(wěn)定輸出時： 由式(3)、式(4)得： 式中：k為常數(shù)， 由于實際的運算放大器存在一定的失調(diào)電壓VOS，所以實際輸出電壓為： 由式(7)可得，運算放大器的失調(diào)電壓會導致比較大的基準輸出電壓誤差。運算放大器的失調(diào)電壓VOS包括自身的失調(diào)、電源電壓變化引起的失調(diào)、工藝不匹配引起的失調(diào)及溫度引起的失調(diào)，其中自身的失調(diào)占主要作用，所以在大多數(shù)帶隙基準源電路中，一般采用兩級高增益運算放大器作為反饋運放，以降低失調(diào)電壓。傳統(tǒng)帶隙基準電壓源結(jié)構雖然能輸出比較精確的電壓，但是所得到的精度有限，而且其基準電壓范圍有限(1.25 V左右)，要想克服上述問題和限制，必須對傳統(tǒng)基準源的結(jié)構有所改進。 2 CMOS帶隙基準電壓源電路結(jié)構 本設計是在SMIC 0.25μm CMOS工藝基礎上完成的，設計中采用了一級溫度補償、電流反饋等技術。其電路結(jié)構如圖3所示(不考慮虛線框R5部分)。 BGR核心電路中，晶體管Q1、Q2為使用標準CMOS工藝制造的二極管連接形式的PNP縱向三極管(BJT)。Q2和Q1的發(fā)射極面積的比為N，流過Q1和Q2的電流相等，這樣△VBE就等于VTln(N)。流過電阻R1的電流I4是與熱力學溫度成正比的。流過M2、M3、M4的電流相等(I1=I2=I3)，所以 參考電壓Vref為： 通過調(diào)節(jié)R3與R1的比值和Q2與Q1發(fā)射極面積的比值，可以使輸出電壓參考在室溫下的溫度系數(shù)為0。 本設計還具有輸出可調(diào)的特點，設計中采用文獻[2]提到的在運算放大器兩輸入端與地之間加電阻的方法。由式(9)可看出，在調(diào)節(jié)了k值 后，可以方便地調(diào)節(jié)R4的值來調(diào)節(jié)參考電壓的輸出大小，正是由于運算放大器兩輸入端的接地電阻R2、R3的增加，使得總的鏡像電流通過電阻R4后可以方便地改變輸出大小，相比文獻[3]中的二次分壓結(jié)構更簡單，更節(jié)省面積。 該帶隙基準源的電流源不僅用于提供基準輸出所需的電流，也用于產(chǎn)生差分放大器所需的電流源偏置電壓，大大簡化了電路的版圖。設計中采用了高增益NMOS差分對運算放大器，根據(jù)文獻[4]，實驗仿真結(jié)果顯示，對于電源電壓的直流變化，低電源抑制比的運算放大器也能實現(xiàn)電壓跟隨，Vref輸出穩(wěn)定。而在電源電壓有交流干擾、特別是信號頻率較高(>30 MHz)時，Vref輸出端也有同頻的交流信號，幅度近似于電源干擾信號的幅度，這時Vref已不能認為是恒定的輸出。原因是運算放大器輸出信號與電源信號之間存在明顯的相位差。解決的方法有兩種：第1種是提高運算放大器的單位增益帶寬；第2種是降低運算放大器本身的PSRR(電源抑制比)。第1種方法會增大電路消耗的功率，對于第2種方法，我們采用低PSRR(電源抑制比)的運算放大器就可以實現(xiàn)，相比于文獻[5]中使用的PMOS差分對運算放大器，我們采用相對較低PSRR的NMOS差分對運算放大器。 本設計中還增加了帶隙基準源的啟動電路，因為帶隙基準源存在兩個電路平衡點，即零點和正常工作點，當電路處在零點時，整個電路中沒有電流流過，電路不能正常工作。啟動電路應滿足兩個方面的要求：一是確保總有電流流過參考源中的晶體管，使得零狀態(tài)處的環(huán)路增益大于1，避免陷入零狀態(tài)；二是參考源啟動后，啟動電路不應干擾參考源的正常工作。當基準源工作在零點時，節(jié)點N1、N2的電壓等于0，基準源沒有電流產(chǎn)生。啟動電路的目的就是為了避免基準源工作在不必要的零點上。本文設計了圖3中所示的啟動電路，電路由M11、M12和M13構成。當電路工作在零點時，N2點電壓為0，M13管導通，迅速提高節(jié)點N1、N2的電壓，產(chǎn)生基準電流；這時節(jié)點N1的電壓通過M11和M12組成的反相器，使M13管完全截止，節(jié)點N1、N2的電壓回落在穩(wěn)定的工作點上，基準源開始正常工作而啟動電路中沒有電流流過。 3 電路模擬和仿真結(jié)果 基于0.25μm BSIM3V3.2工藝模型，用cadence的spectre仿真工具對高精度輸出可調(diào)帶隙基準電壓源電路進行了溫度掃描和電源抑制比的模擬仿真。溫度范圍為-20℃～70 ℃，電源電壓范圍為2 V～3 V。在SMIC 0.25μm BSIM3V3.2工藝tt模型下的仿真所得結(jié)果為：輸出Vref為1.012 V左右時，溫度系數(shù)可達4.8×10-6／℃(如圖4(a)所示)，PSRR可達54 dB(如圖4(b)所示)；輸出Vref1為453.7 mV左右時，溫度系數(shù)可達4.4×10-6／℃(如圖5(a)所示)，PSRR為42 dB(如圖5(b)所示)。 4 結(jié)束語 本設計是在傳統(tǒng)帶隙基準電壓源理論的基礎上，對電路進行改進而得到的高精度、輸出可調(diào)的基準電壓源，在設計中采用了一級溫度補償、電流反饋等技術，并在電路中增加了啟動電路。仿真結(jié)果顯示該設計溫度系數(shù)高，可輸出不同范圍穩(wěn)定的基準電壓，達到預期的設計目標。 |
